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双极带隙基准电压

双极带隙基准电压

现在这些原理已知,让我们看看它们是如何在双极工艺中实现的。

双极电流镜的一个问题是由于基极电流和输出电阻而失去了一些精度, 此外双极器件尺寸大小之间的不匹配会导致失调,并导致误差电压。 在下面这种实现中,避免了这些错误。顶部的pnp电流镜与npn器件是串联的。此外,还采用双基准电压来减少不匹配的影响,因此其输出电压约为2.4V。

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图 1    双极晶体管基准电压源

 

这种基于两个电流镜的带隙基准电压源有两个工作点,零电流也是完全可能的;但这个电路并不能自己启动。 通过绘制两个电流与公共电压VBE1的关系图来找到这两个工作点,晶体管Q2的电流更线性,因为它具有反馈电阻R2。顶部的电流镜具有单位增益。工作点现在可以在两曲线的交叉点找到。

零电流工作,以及所需的工作点,因此需要启动电路。

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图 2    所需的启动电路

 

在下图中显示了一些简单的启动电路。

当打开电源时 (下图右侧),pnp电流镜基极的电容吸引电流,该电流流过pnp晶体管,并开始在底部的npn晶体管中注入电流,使带隙基准电路偏置。然而,如果由于其他原因,电流下降到零,则必须再次打开和关闭电源。

另一个电路 (下图右侧) 在这方面更好。当电源接通时,二极管D2正向偏置,通过pnp晶体管吸引电流,并偏置整个电路。然而,电流也开始流过电阻RSTART , 该电阻上的电压增加到低于电源电压约0.7V,然后二极管D2被反向偏置,并与实际的带隙电路断开,这样带隙中的电流就不会受到干扰。

用二极管的类似配置如下所示。左下方的启动电路则不同:当电源接通时,晶体管Q4开始吸引电流,使带隙基准电路偏置。这个电路依次驱动Q3,再次关闭Q4,结果晶体管Q4不影响带隙电路中的电流平衡。

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图 3    开启电路

 

在下图中显示了带隙基准电压源之一。 与绝对温度成正比的电流发生器Q1-Q2-R2提供跨越电阻R1的与绝对温度成正比的电压,该电压被加到晶体管 Q1 的 VBE1 上,实际上是朝向带隙参考电压。 输出阻抗很低,因为射随器用于关闭输出处的反馈回路。

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图 4    没有运放的双极基准电压源

 

在下图中给出了一个带隙电路的全npn实现。它不那么简单,但高度对称。由于太低的 β、输出电阻等导致的许多误差项被取消。

Q3 和 Q4 的尺寸之比使用了 100 的比率,从而提供了相当大的 ΔVBE(大约 120 mV)。 这有利于对失调和噪声的低敏感性。 电流指示为 RU=6 kΩ。

由于反馈网络Q1-R1-Q5和Q2-R2-Q7相等,两个晶体管中的电流保持相同,因此Q5和Q7的发射器处于相同的电压下,即带隙电压。 实际上,电阻 R6 可以在此处进行调整,以提供 1.22 V 的准确带隙电压, 显然晶体管 Q6 的 VBE 与电阻 R6 两端的电压 VC 之和也是如此。

由于使用了射随器和反馈,获得了低输出阻抗。

曲率可以通过在Q6上放置一个电阻RU并在输出处添加另一个射随器来补偿,从而将输出电压降低到约0.4V(未示出)。

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图 5    全 NPN 双极基准电压源

 

运算放大器可以提供比晶体管对更多的环路增益。 在下图这个带隙基准中,运算放大器找到一个输出电压,使得差分输入零变为零。 如果选择电阻 R 使其占用约 0.6 V,则输出电压约为 1.2 V。输出阻抗显然非常低,至少在低频时如此。下图右侧的带隙基准也是如此, 然而它的电源-抑制比 ( PSRR,Power-Supply-Rejection Ratio) 更糟,因为使用的晶体管,其集电极连接到电源。

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图 6    有运放的双极基准电压源

 

用这种带隙基准可以获得的绝对公差是多少?对于下图中的电路,电流和基准电压从之前的章节拷过来。

可以区分两个项目: 第一个是VBE, 第二个是AΔVBE。 下图是第一个的, 取总导数产生三个项,其中第一个最小, 其他两个是可比的。 当我们添加它们时,我们发现对于给定的数字,有大约 13 mV 的误差。这个误差是与绝对温度成正比的,可以被删除掉。

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图 7    有运放的 CMOS 基准电压源,误差分析-1

 

现在我们取第二项的总导数。这个百分比现在更小了,但缩放因子是VBE,而不是kT/q,因此该绝对值是具有相同的数量级。对于给出的数字其是11mV。当我们加这两个值时, 得到24mV,这大约是带隙基准电压的2%, 它是与绝对温度成正比的增益,因此可以通过调整例如A来调节。从这个分析中可以很明显地看出,曲率小于误差。只有在应用调节时,曲率才必须要得到补偿。

此外,还没有考虑到运放的失调,它与两个晶体管的VBE的差异具有相同的效果;然而这种失调可以通过使用斩波放大器来避免。

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图 8    有运放的 CMOS 基准电压源,误差分析-2

 

运算放大器可以提供比晶体管对更多的环路增益。在这个带隙基准中,运算放大器找到一个输出电压,使差分输入零变为零。如果选择电阻R以占用约0.6V,那么输出电压约为 1.2 V。输出阻抗显然非常低,至少在低频时如此。

右边的带隙基准也是如此,然而它的电源抑制比 ( PSRR,Power-Supply-Rejection Ratio) 更差,因为使用了晶体管,其收集极连接到电源。

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图 9    双极基准电压源 AD580

 

如果需要,曲率校正总是可能的。它始终基于采用不同曲率的两个参考。 我们之前已经看到,与温度无关的电流 (m=0) 的曲率大于 与绝对温度成正比的电流 (m=1) 的曲率, 相应的非线性比约为 g/(g-1)。 该比率实际上与所使用的电流水平无关。 输出电压的加权相加允许曲率的完美补偿。 曲率补偿也可以通过另一种方式进行,如后面所示。

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图 10    ΔVBE 曲率补偿

 

另一种提供曲率补偿的方法见下图。可提供具有三种不同温度系数的电流,总电流IB与温度无关。该表达式表明,基准电压也可以与温度无关。因为它是具有不同m和不同曲率的电流的组合,所以它也可以与曲率无关。

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图 11    ΔVBE 曲率补偿

 

另一种应用曲率修正的方法是注入抛物线电流。从早期的图片中可以清楚地看出,曲率误差具有非常强的抛物线形状;注入具有逆抛物线形状的电流必定能够修正曲率。 抛物线或二阶电流的推导是通过下图左侧的跨线电路进行的。所有的晶体管都在弱反转区域工作, 在那里它们具有指数的电流-电压关系, 因此VGS的和转化为电流的乘积。该技术还用于许多AB类级的输出晶体管的偏置。

然后将一小部分二阶与绝对温度成正比的电流添加到带隙电压中,这现在将需要二次调节。

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图 12    与绝对温度成正比PTAT 的曲率补偿

Posted in CMOS模拟集成电路

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