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低噪声放大器设计案例

低噪声放大器设计案例

 

现在已经确定了低噪声LNA的设计方程,考虑到非准静态效应,我们集中于一些案例。很明显,配置上只是很小的的差别,然而晶体管的尺寸大小和电流根据频率的不同而大不相同;此外添加的电感的尺寸可能非常不同。

我们的概述从一个非常简单的LNA开始,共栅级用于改进输出和输入之间的隔离性,这尤其需要避免从下一个模块(通常是混频器)泄漏到 LNA 的输入。 为了避免由共栅级产生的噪声,降低了其直流电流。带有pMOST的电流源,向输入晶体管提供一些直流电流。这样,负载器件的噪声贡献可以有所降低。在输入处显示了键合线,它用于调出输入 MOST 电容和焊盘电容的影响。

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图 1     低噪声放大器

 

这个LNA由两个相同的级组成:输入晶体管M1和M2连接成为公共CMOS 反相器放大器,它们都有助于跨导,nMOST 中的电流现在在 pMOST中重复使用。然而CMOS反相器放大器的偏置电流在很大程度上取决于电源电压,这个问题在这里通过一个由晶体管M3-M7组成的偏置模块来解决,该块模提供直流反馈,使得第一个LNA的DC 输出电压等于VB1;它通过两个去耦电容器CB和CX 从交流操作中完全去耦。在输入处提供了一个匹配的网络NS

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图 2     900 MHz 可复用低噪声放大器

 

电流的重用也可以以另一种方式来实现。如果需要两级放大器,或一个放大器后跟着源随器,则电流使用两次,如下图右侧所示。然而,一组明智的电容组合允许将电流限制在一个单一的路径上, 这显示在下图左侧。 晶体管 M1 在其源极处看到信号地, 它的输出耦合到下面的源极跟随器。该相同的技术在下面的LNA中使用了三次。

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图 3     可复用低噪声放大器

 

在这个LNA中,三个输入nMOSTs M11-M13 并联放置,以增加跨导,然而它们都共享相同的直流电流。输出两两并联放置并应用于带有晶体管 M21–M22 的第二级;然后在第二级应用同样的方法。它们的两个输出再次并联,并用晶体管M31施加到第三放大器级,后者通过共栅级晶体管M4提供输出电压。通过电流镜 M5和M13、M23和M32施加直流偏置。晶体管的尺寸、电流和电阻均在下图中给出,接下来给出得到的规格参数。

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图 4     可复用低噪声放大器, 实现

 

实际增益为14.8dB,相对较高;NF对于这种功耗是相当合理的。该版图显示了解耦电容所占用的大面积。由于这个LNA有一个单端输入,它很容易从地和电源线接收噪声,因此在电源线上的解耦电容是必须的。

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图 5     CMOS 可复用低噪声放大器

 

测量结果表明,增益和反向隔离确实相当好。带宽低于预期,为700MHz,而不是900MHz。

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图 6    测试 – 1

 

IIP3 和噪声系数如图所示。对于IIP3,测量增益和三阶互调失真。外推曲线在约−4.7dBm的输入信号电平处相遇,这是MOST 输入的正常值,其VGS−VT 仅为0.22V。噪声系数不是那么平,但至900MHz 处永远不会超过3dB。在本LNA中,静电放电 ( ESD,Electrostatic discharge ) 保护并不是设计程序的一部分,接下来,我们给出了一个更好的方法。

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图 7     测试 – 2

 

该LNA在输入和输出时均匹配为50欧姆,电源电压为1.5V。在输入时,在输入端,它是一个使用电感源退化进行输入匹配的放大器, 源极电感器 Ls 被实现为两根并联连接键合导线。 它还使用共栅晶体管。在输入处,Lg 是作为输入共振电感的输入键合导线。下图右边有特别设计的输入键合垫,将在后面进一步解释。它基本上只包括顶层的金属层,底部金属层把键合垫和衬底隔离屏蔽,并增加其质量因素;之后我们就有了ESD 保护二极管:上面的二极管在相对VDD 正脉冲的情况下传导ESD电荷,下面的二极管在相对地负脉冲的情况下工作。

输出具有负载电感 Ld 及其串联电阻 Rs, 该电感是在芯片上实现的,下面有一个带图案的接地屏蔽,以将其与衬底屏蔽。 通过使用由C1和C2组成的电容式分压器,确保了50 欧姆的输出。输出键合垫也参与匹配,因为它只是与C2并联,此外该键合垫焊盘已与衬底屏蔽,以增加通过衬底的耦合,这会降低反向隔离。 它还确保了键合垫电容的固定和已知值。

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图 8     电容静电保护的 1.2G 低噪声放大器

 

下面是一张LNA的缩微照片,输入和输出很容易识别,此外保护二极管和晶体管也可看到,最后可以找到负载电感、C1、C2、电容式分压器。左边的这些大物体是解耦电容。

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图 9     低噪声放大器显微照片

 

使用噪声系数分析仪测量 LNA的噪声系数,该测量是在LNA以标称 9mW(1.5V电源电压)运行时进行。在工作频率下,LNA的噪声系数至少达到0.79dB,NF在约130MHz的带宽下保持低于1dB,并且在工作频率附近超过400MHz的范围内保持在 2 dB 以下。

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图 10     噪声系数

 

在不同的功率条件下,对噪声系数进行进一步的测量。底部曲线是上一图上显示的曲线。上升时的下一条曲线是在将偏置电流降低到 3mA 时测量的 ,此处的噪声系数至少达到1dB。在此之上,我们有 LNA 的噪声系数, 同时从 1 V 电源汲取 2 mA 电流, 现在最小值为 1.2 dB; 最终曲线是通过 1 V 电源消耗 1 mA 电流测量的,即仅消耗 1 mW。 最小噪声系数为 1.9 dB。但是请注意,在最后的三次测量中,不再满足输入匹配条件。

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图 11     噪声系数

 

最后,测量了LNA的线性性能。绘制一阶输出和三阶互调积的信号功率相对输入功率的图。线性回归显示输入参考IP3为−10.8dBm。虽然线性并不总是那么重要,但这个值对于GSM系统非常严格的线性度参数已足够了。−1dB 压缩点测量为−24 dBm。

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图 12     线性性能

 

这是对LNA与规范参数对比的性能总结。电源电压1.5V,功耗9mW,低于10mW 的规格参数; 噪声系数的测量值为0.79dB,低于1dB规格参数。功率增益最大,测量值为20dB;输入和输出反射值为−11dB。 网络分析仪整个频谱上的反向隔离大于31dB。输入IP3 为−10.8dBm,这就足够了。

最后的测量是ESD保护等级的人体模型 (Human Body Model, HBM ) 测试,提出的规格参数为0.5kV。测量结果表明,LNA 输入能够承受从−1.4至+0.6kV的脉冲,超过了规范参数。

芯片面积为0.6乘1.1 mm2

 

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图 13     性能总结

 

在下图中,绘制了已公开发布的CMOS LNA的品质因数 ( Figure of Merit, FOM) 相对功率增益的图 。 品质因数是 F 的对数减去 1 倍功率的负十倍,其中 F 是噪声系数;高品质因数意味着 LNA 在低噪声系数和低功耗方面得分很高,因此本图中显示了三个主要的性能参数:具有低噪声系数、低功耗和高功率增益的电路趋向于于下图右上角。大多数噪声非常低和/或低功耗的LNA其功率增益也低,反之亦然。然而这最后的实现案例成功地结合了所有三个领域的良好性能。

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图 14     性能比较

 

较高频率的LNA与较低频率的具有非常相同的设计流程,只有电感较小,能够调谐更高的频率。 下图中给出了5GHz时的LNA示例,它是一个传统的单端共栅级放大器,再次使用两个电感,源极处只有0.5nH。增加了输出匹配网络,以获得50 Ω 输出阻抗。噪声系数现在相当低。

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图 15     5.2GHz 低噪声放大器

 

降低输入 MOST M1 噪声贡献的的一项有趣技术是下图中的电路原理图。在这个放大器中,信号本身从输入倒转到输出,就像在大多数放大器中一样, 然而由输入晶体管M1的噪声电流In,1引起的电压并不反转;通过适当的缩放,这两个信号的总和将抵消噪声电流In,1对输出的贡献。在下图中给出了适当的表达式,完整个电路图接下来给出。

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图 16     噪声抵消原理

 

噪音消除取决于下图中给出的条件。加法或加法放大器由晶体管M2a、M2b和M3 组成。由此产生的噪声系数非常低,而没有大量额外的功耗。

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图 17     噪声抵消 LNA

 

下图中显示了一个差分LNA,它的优点是,它不太容易受到衬底和电源线上的尖峰和噪声的影响,然而它需要两倍的直流电流。它由两个共栅放大器组成,其中已经添加了四个晶体管M5-M8,以抑制三阶失真,结果 −1dB 压缩点在−5dBm,这意味着 IIP3 大约在5 dBm,这确实相当大。

失真消除的操作如下:

对于一个单一 MOST,电流在下图右侧给出,连同它的前三个导数。 三阶G3在VGS 约为0.7V时具有负峰,在VGS 约为1.8V时具有正峰。现在添加另一个晶体管组合M5-M7,它只在0.7V时显示正峰。将其电流添加到先前晶体管的电流中允许(部分)消除三阶失变分量。

很明显,抵消技术总是存在不匹配的问题,完全的抵消计划总是很难实现的,然而IIP3 增加 5 dBm 通常就足够了,这里就是这样的情况。

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图 18     0.25um CMOS 工艺的差分 LNA, 2.4GHz

 

下图显示了超宽带接收器的宽带LNA。该频率从3GHz 扩展到10GHz,它已经在一个相当保守的0.18um CMOS工艺中实现了。增益确实相当低。0.1 pF 的电容 Cp 已添加到 CGS1,以便通过电感 Lg 和 Ls 更精确地调谐。 添加了一个并联 L2C2 网络,以在不影响输入阻抗匹配的情况下扩展频率响应。

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图 19     超宽带(UWB) LNA ( 3-10 GHz)

 

下图显示了WLAN  ISM 接收器的差分LNA。差分配置的优点是它能更好地阻挡衬底噪声。输入天线之后必须跟着一个巴伦 ( Balun ),这是一个环形射频变压器,它将单端输入转换为对称输出。该配置是一个著名的共栅极,增益相当高,结果IIP3 非常低。

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图 20     17 GHz的差分LNA

 

下图显示了另一个高达5GHz 的超宽带UWB 差分LNA。由于它是差分的,所以对衬底耦合的敏感度相当小。它由两个带有电阻性反馈的增益级组成, 结果在全带宽上改善了线性度。增益相当高, 结果IIP3 相当低。然而提供了一种增益降低模式,从而产生更好的IIP3。

请注意,该配置包括了ESD保护器件,输入端可承受1.5kV。这就是为什么我们现在重点关注ESD 保护网络对LNA性能的影响。

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图 21     5 GHz的差分LNA

Posted in CMOS模拟集成电路

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