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放大器噪声系数和线性度

放大器噪声系数和线性度

 

低噪声放大器 (LNA,Low-noise  amplifiers) 是接收机中的第一个放大器,它们必须以与载波本身相同的高频频率运行,对于GSM、CDMA等,这些频率超过 1GHz,今天更达到 5GHz。在汽车电子设备中,频率可以超过数十GHz。此外,这样的放大器必须能够处理接近噪声水平的非常小的信号,同时能够处理接近发射机天线的非常高的信号电平。 噪声和失真同时都很重要。

最后,接收天线通常通过传输线连接到放大器上,通常具有50Ω 的特性阻抗。这样的放大器充满了折衷,除了它的晶体管计数很低。事实上,通常只使用少数 MOSTs。本章将讨论这些折衷,给出设计方程和指南,并检验其准确性。

下图给出了这种接收器的一个示例。LNA是第一个放大器,它是一个射频放大器,紧接着是一个混频器,它将调制内容转换为低频。经过一些滤波后,该信号转换为数字形式,到了数字信号处理器 ( DSP, Digital Signal Processor )。混频器需要一个本地振荡器,它通常来自一个锁相环 (PLL, Phase Loop Lock )。 在这个反馈回路中,压控振荡器 (VCO, Voltage Control Oscillator) 产生一个频率,该频率经过 N 分频后被锁定到外部参考频率 Fref。很明显,LNA 与天线相互作用,这就是天线输出和 LNA 输入都必须显示特征阻抗以避免反射的原因。接下来讨论这个问题。

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图 1     接收器拓扑结构

 

LNA 最重要的两个特征是在阻抗匹配约束条件下的噪声性能,这就是为什么首先要讨论它们的原因。现在要关注到LNA的线性,因为大输入信号和小输入信号一样常见。下面比较了最流行的配置,第一个在输入处有一个放大器(共源配置),而第二个则有一个级联(共栅配置)。大多数晶体管在高频下可以表现出非准静态 ( non-quasi-static ) 行为,我们必须探讨这种影响何时很重要。最后讨论了大量的不同配置,包括静电放电保护的器件。

 

噪声系数和阻抗匹配

如果端子阻抗与线路阻抗不同,则沿传输线路移动的电压波将在该线路的末端被部分反射。如果末端是完美的,那么这个反射的或不需要的信号为零。参数s11给出了输入信号提供反射信号的量,因此它为负无穷大。只有当 LNA 的输入阻抗与传输线的特征阻抗(通常为 50 Ω)完全相同时,这才是正确的;对于轻微的偏差,则会发生反射,s11不再是负无穷大。例如,如果反射信号与信号l 本身相比为−3dB,则s11仅为约−10dB。

s11低至 −10dB的值对LNA 是可接受的, 虽然更高的值是首选。这种阻抗匹配显然适用于天线。在下图中给出了具有高输入阻抗(如MOST)的LNA和展示约50Ω 天线的例子;

它的s11是 −20dB。很明显,反射特别发生在LNA 输入,而在天线终端很少。

s11 给出输入信号的反射信号量

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图 2    传输线效应

 

如果具有特性阻抗的传输线路在具有相同值的电阻上终止,则会除2。如下图所示:值为vs的电压源具有内电阻R,它与具有负载 αR的传输线路相匹配, 现在它对电压源呈现电阻 αR; 为了完美匹配,负载电阻等于源电阻,α = 1。通常,负载电阻与源电阻有些不同;a或大或小于1。在此情况下,噪声系数是什么? 信号功率 Sout 和噪声功率 Nout 都可以在输出端轻松计算。噪声系数,其定义为输出总噪声除以仅由源电阻引起的噪声的比率(见第6 章),可以按照下图给出的方式获得。对于完美的阻抗匹配,a为1,噪声系数为2或3dB。这是电阻性终端的一个典型值,如后面所讲。

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图 3    噪声系数

 

如果将单个晶体管作为LNA,并在其中添加一个电阻aR以进行适当的中断,那么很明显,剩下的唯一设计参数是跨导gm。 事实上,噪声系数在下面两种情况下给出: 具有完美匹配(a=1)和没有aR。

需要匹配(a=1)以避免反射,然而NF值更高;如果没有匹配的电阻(a=0),则NF可能会更高。两种条件都相对于跨导 gm 作图,如下图右侧。 与匹配条件之间的偏差可以得到更高的噪声系数。

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图 4     带电阻中断的 MOST 放大器

 

LNA 参数和线性度

 

输入阻抗匹配和噪声并不是LNA唯一关心的问题。对于较大的输入信号振幅,也会发生失真,这就是为什么要详细讨论这方面的原因。现在必须要作出折衷,为了更好地感受和体会这些折衷,需要注意所有其他重要的规范参数,为此必须详细地查看接收器的原理示意图。一个接收机与一个发射机相结合的设备就是一个收发机,下面将讨论。

收发机由接收机和发射机组成,如下图所示。输入阻抗匹配对接收机的LNA很重要,原因有几个:首先,必须避免在频道 (SAW) 滤波器和LNA之间的传输线上发生反射;其次,LNA必须为该频道滤波器提供正确的负载阻抗。LNA的输入阻抗必须尽可能接近源电阻RS,后者通常是50Ω,这被称为阻抗匹配。此外等效的输入噪声也必须尽可能地较小,毕竟LNA是第一个主动放大模块。获得最小噪声系数称为噪声匹配,这与阻抗匹配无关。实际上,在阻抗匹配的约束条件下,应尽量降低噪声。LNA 通向混频器, 根据 LNA 和混频器之间的距离再次使用 50 Ω 传输线。 如果它们彼此相邻,则不需要 50 Ω 线。 现在可以在 LNA 中使用更高的输出阻抗。

通常,使用零中频或低中频的体系结构;在任何情况下,LNA必须有足够的增益,以避免在天线上出现混合器的噪声,典型的输出功率为12-16dB。

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图 5    发射接收器

 

我们以一个DCS-1800接收器为例,它的载波频率为1.8GHz。下图中显示了噪声系数的几种敏感度和值。 请记住,1dBm 是50Ω时的1mW,这对应于224mVRMS。对于9dB 的输入信噪比SNR,灵敏度指定为−100dBm。 输入噪声必须为−109dBm。带宽为200kHz,噪声系数为12dB。如果频道滤波器考虑了3dB损耗,则需要一个9dB的噪声系数。

现在让我们试着看看失真;失真对于避免从一个频道泄漏到相邻频道很重要,特别是要避免互调和交叉调制失真 。两者都由三阶互调拦截 (IIP3, 3rd-order intermodulation intercept ) 来描述。最小输入信号取值大于灵敏度规定的3dB。最小输入信号比指定的灵敏度高 3 dB。 对于 −49 dBm 的高输入信号,信噪比必须仍为 9 dB。 失真规格参数现在导致 -20.5 dBm 的三阶互调拦截 IIP3。

同样,为了考虑前面频道滤波器中的衰减,必须减去3dB,导致IIP3为−23.5dB的三阶互调拦截 IIP3m。 通常,MOST放大器可以很容易地满足这样的规格参数,这取决于VGS−VT的选择。

 

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图 6     DCS-1800 最小噪声系数和三阶互调拦截

 

对于高的VGS−VT,必须采用MOST的电流IDS的表达式;这意味着,由于基本的速度饱和,必须添加拟合参数 Θ 来模拟IDS−VGS特性的线性化。该表达式的二阶和三阶导数产生了IM2和IM3互调表达式;从后者中,三阶互调拦截 IIP3很容易推导出来。IIP3在很大程度上取决于VGS−VT的选择,如后面所述。

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图 7     线性 CMOS 放大器

 

针对不同 CMOS工艺,IIP3 与VGS−VT 值作图,很明显VGS−VT越高,IIP3就越高,但呈非线性方式; 同样明显的是,对于0.5V的VGS−VT,15dBm 的 IIP3随时可用,并独立于工艺。在0.2V的VGS−VT 情况下,旧的CMOS工艺提供了最好的IIP3。这是由于在更深的亚微米技术中速度饱和(参数 Θ)的影响越来越大。

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图 8     不同CMOS工艺的 IIP3

 

Posted in CMOS模拟集成电路

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