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MOST和双极晶体管的比较

MOST和双极晶体管的比较

对MOST和双极工艺模型的比较表明,MOSTs 实际上是调制电阻,而双极晶体管采用正向偏置二极管作为输入。双极晶体管不具有阈值电压VT,并且始终具有ICE/VBE指数关系。它的电流是一个小电流 IS乘以电压VBE,按比例乘以 kT/q。接下来将进一步坦述。

事实上,双极晶体管失调的表达式并不包括阈值电压VT 散布的影响,此外诸如 ΔRL/RL 等参数的比例因子仅为kT/q,而 MOST 为 (VGS−VT)/2。这是双极型的失调电压 vos 小得多的两个重要原因。此外,还很好地对失调电压随温度的漂移进行了控制;vos对T 的导数是 vos的绝对值除以T。同时将失调 电压vos 调整为一个小的值,可以减小随温度的漂移。失调和失调漂移之间没有关系这对于 MOST 来说完全不是真的。

因此,双极晶体管是高温应用的极好选择,其中需要低失调 。如果必须使用 MOST,则必须附加失调抵消电路,进行斩波或自动归零。另一方面,双极晶体管的主要问题是它们有基极电流,接下来将讨论这个问题。

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图 1     MOST 和双极晶体管的失调

 

双极晶体管中的基极电流可以相当高。下图中显示的是以不同工艺实现输入器件的若干运算放大器的输入电流。传统双极运放的电流为uA水平,因此它们的基极电流为nA水平。由于β 随温度而增加,基极电流随温度而减少,这显然是电源应用中的一个优势。这些基极电流可以通过使用超 β 器件来进一步降低,它们的β 值超过了3000,结果基极电流更小;另一方面,他们不能接受高于几伏的集电极电压。

MOST 的输入电流最低,至少在它们没有保护器件的情况下是这样的,该器件包括一些二极管,其泄漏电流随温度急剧增加(每升高8度增加一倍),这类似于一个结型场效应晶体管。一种传统的双极晶体管具有最高的基极电流,可以通过设计技术来补偿这些电流,接下来将讨论其中的一些。

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图 2     偏置或基极电流

 

下图显示了提供输入电流补偿的过去的解决方案,我们依赖于晶体管 T1和T3之间的匹配,在这种情况下,它们的基极电流可以预期为大致相同;电流镜感测流入晶体管T3的基极中的电流,并将相同的电流注入到晶体管T1的基极中。在晶体管T5-8的发射极和输入晶体管T1、2的发射极之间存在电压钳位, 结果穿过输入晶体管T1、2的集电极-发射极电压从不超过约0.7V。现在超 β 器件可以用于T1、2。

基极电流通过这个额外的电路来补偿,外部不需要电流, 实际上总有一些输入电流在流动,这取决于 T1 和 T2 之间以及 T7 和 T8 之间的不匹配。

然而该电路的主要缺点是差分对的两侧都使用两种不同的基极电流消除电路,这些附加电路的噪声现在被注入到输入端上,噪声系数较差。

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图 3     基极电流补偿

 

一个更好的解决方案是构造一个公共的电流发生器,并将其应用于两个输入端子,由该模块产生的噪声随后在差分输出时被抵消,详情详见下图。我们依赖于晶体管T1、2和T3、4之间的匹配, 后者的基极电流由级联晶体管 T9 感测,由晶体管 T5-8 镜像并注入输入基极。噪声现在由所有晶体管 T3-5 和T8-9产生,并在差分输出时被抵消。只有晶体管 T6 和T7的噪声仍然是差分的,因此被注入到信号路径中。

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图 4     共模基极电流补偿

为了实现对基极电流的更精确的补偿,需要一个更精确的电流镜,这意味着执行电流镜像的晶体管必须具有相同的电流、相同的 β 值和相同的集电极-发射极电压vCE。下图中的电路中满足了后一个要求。如果输入晶体管Q21、22与晶体管Q25 匹配,则实现实际的电流补偿,其基极电流由电流镜Q26-28镜像,并馈给输入晶体管基极。

为了确保 vCE25等于输入的vCE21、22,用晶体管Q29、30引入约1.4V(或2倍的VBEOn)的电压钳位 ,该电压钳位(或自举电路 )感测输入晶体管Q21、22源极处的共模输入电压,并将电流镜晶体管 Q26-28的源极保持在共模输入电压以下的0.7V(或VBEon)下。 结果此自举电路环(蓝色框)内的所有晶体管都遵循共模输入电压,因此Q25的基极电压始终与平均(或共模)输入电压相同。由于相同的电阻R1-3,其集电极电流与晶体管Q21、22相同,集电极vCE也相同,因为电阻 R1–3 相等。

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图 5      追踪基极电流补偿

下图中的电路中使用了类似的电压钳位:晶体管Q3和Q4通过输入晶体管 Q1、2保持0.7V的电压降。这些器件通常是超级 β 晶体管,因此他们的vCE必须很小。它们的基极电流来自电流镜,电流镜从晶体管 Q5的基极获得其输入电流,因此该晶体管必须与输入器件良好地匹配,实际上它与输入器件相同,它的电流也是一样的。实际电流显示在再下一张图上。

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图 6     输入电流补偿, OP-97

 

下图显示所有相关电流。一个单一输入晶体管Q1(或Q2)中的直流电流用IB表示,结果所有晶体管中的直流电流也是IB,晶体管Q5的基极电流现在是IB/β,而发送到输入晶体管的基极电流也是IB/β,因此外部输入电流接近于零。

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图 7     输入电流补偿, OP-97

 

从下图可以清楚地看出,不匹配已经成为在特定频率和特定功耗水平下可获得的动态范围的主要限制。如果精度仅受阈值电压上的散布所限制,则可以大致用最上的表达式来描述,此外速度与晶体管的fT 有关,在第3章中推导出该结论。

结果,特定功耗的速度精度积是由特定CMOS工艺中恒定的因素决定的。在同一工艺中,对于一定的速度和功耗,不可能超过一定的信号失真比。假设这种失真是由不匹配而设置的。

此外,由于AVT 与氧化物厚度成正比,在更深的亚微米或纳米CMOS工艺下该乘积改善了,很明显这是意料之中的! 这意味着纳米CMOS在给定的特定频率下,相似的信号失真比,它能够提供较低的功耗水平。

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图 8     由于器件不匹配的限制

 

很明显,噪声也建立了在特定频率和特定功耗水平下可以获得的动态范围的一个基本限制,该限值是针对电阻 R 产生的热噪声和电容 C 限制的噪声带宽计算得出的 。在这两种情况下,Vpp是可以得到的最大峰- 峰值电压,它与电源电压VDD相同。它抵消了最小功耗的表达式。本表达式中只剩下信号-噪比 S/N 和带宽。

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图 9     器件噪声导致的限制

 

下图给出了受失真(不匹配)和噪声限制的动态范围。在特定频率下执行特定功能(滤波器、ADC、…)所需的功耗与所需的动态范围作图,用前面给出的表达式计算这些曲线,并给出了一些实验点, 它们取自IEEE Journal of Solid State Circuits 杂志上的论文。它们反映了来自ADC的、来自连续时序和开关电容滤波器的数据(没有由于时钟造成的功耗)。很明显,与噪声相比,失配数据对特定动态范围的功率/频率比提供了更现实的估计。 不匹配现在是对模拟集成电路精度的一个比噪声更严重的限制。

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图 10     高动态范围的噪声和不匹配的关系

 

作为本章的结论,另一个关注点是深亚微米 CMOS 的最大动态范围 。对于不断缩减沟道长度,电源电压不断减小,如国际半导体协会 ( SIA,Semiconductor International Association) 路线图预测的。最大信号振幅是电源电压的一个恒定分数,由所允许的失真决定。

描述阈值电压散布的参数AVT 会减小,但如果采用了最小尺寸的器件,在VT上的散布就会增加。如果采用这种散布的六倍,则只剩下很小的电压动态范围, 90 nm以下的CMOS 技术似乎趋于零。

一些明显的应用可以承受如此小的动态范围; 一些生物医学应用对 20 dB 感到满意,但大多数通信应用需要超过 70 dB! 为了达到这样的值,电源电压不能降低,失真必须减少并且必须使用大于最小尺寸的晶体管。

正如所看到的那样,混合信号芯片的模拟部分消耗的总面积越来越多。

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图 11    深亚微米CMOS 减少的动态范围

 

本章概述了在不匹配中起作用的机制,讨论了随机和系统失配,结果表明失配会导致诸如偏移和 CMRR 之类的规范参数,因此它们彼此相关。列出了可用于改进匹配的版图布局技术, 它们不可避免地导致更大的芯片尺寸。最后与双极晶体管匹配进行了简短的比较。 此外,尝试在两种情况下建立动态范围和频率的功率限制,即当失配限制时,和当噪声限制时。 结果表明,失配最为严重。

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