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AB类驱动放大器 -1

AB类驱动放大器 -1

 

向小电阻或大电容器传输功率不能通过传统的输出级来实现,因为输出电流太大;为此我们需要偏置输出级成为AB 类输出,它们有很小的静态电流,但可以向负载提供非常大的电流。例如,扬声器和耳机的音频放大器,也有通信应用,如ADSL和XDSL,它们都需要很大的输出电流,但同时需要非常低的失真。

音频放大器被限制在20kHz多一点,但XDSL放大器现在扩展到1-3MHz,在未来甚至更高。失真必须小于−80dB,以免混淆通道。这确实是一个非常严格的规范参数。

 

AB类驱动的问题

让我们首先看看AB类运放的规范参数,有什么问题?下面介绍并讨论了一些可能的解决方案,此外还增加了一些供电电压为1V 或更低的低功耗电路。

对于低电阻负载,需要一个低输出阻抗,源随器是提供了这个输出电阻唯一简单的晶体管级,然而,它的直流电流处理能力是不够的。下图显示了一个源随器,偏置为0.1mA,它连接了一个50Ω 的低电阻,显然最大输出电压摆幅只能为5mv; 对于更高的输出电压,需要更高的偏置电流,这将导致过度的电力消耗。我们现在需要一个晶体管电路,它只有在需要时提供大电流,同时具有低静态偏置电流,以尽可能地降低功耗, 注意该晶体管级可以提供(从源极)大电流,但它只能吸收 ( 在漏极 ) 直流偏压电流,因此正输出摆幅可能很大,但负摆幅可能不大。

 

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图 1    CMOS 输出级的问题

 

一个可能的解决方案是有两个源随器,源极到源极,如下图中间所示。该输出级源极外的电流也可以非常大,这取决于晶体管的大小;该级内的电流(漏极)也可以很大。pMOST 现在可以像nMOST一样使劲地驱动了。 这个双源随器的主要缺点是输出摆动只能达到一个VGSn内的电源电压,此外输出电压永远不能低于VGSp。对于较大的电源电压,如音频放大器,这不是问题,但对于几伏的电源电压,这是不可接受的。这就是为什么大多数低电源电压的AB类输出级都有两个输出晶体管,从漏极到漏极,它们构成了一个至少有两个级的放大器,稳定性有待验证,然而它们确实保证了轨到轨的输出摆动,至少对于电容性负载是这样的。

在这种情况下,必须通过应用反馈来实现低输出电阻,从而进一步加剧了稳定性问题。

 

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图 2    CMOS 输出级

 

为什么这些放大器需要AB 类运行? 答案是,这是电流能力和失真之间的最好的折衷。一个A类级是指峰值电流摆动从不超过直流偏置电流的级,因此平均电流是直流电流; 在B类级,直流偏压电流为零,将这些摆幅连接到另一个放大器的负摆幅会导致不连续性,这称为交叉失真。

AB类放大器介于两者之间,直流偏置电流(或静态电流)相对峰值电流波动较小,这样这两部分之间的连接就更加光滑了,交叉失真可以变得非常小。

其中一个参数与这种静态电流的可预测性和稳定性有关。

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图 3     A, AB, B 类等

 

第一个要求显然是轨到轨的摆动是可能的,第二个与静态电流 IQ有关,此外必须可能实现大输出电流 Imax(取决于应用)。他们与 IQ的比率被称为驱动能力。问题是,这种放大器的传输曲线现在是高度非线性的, 对于小的输入电压,它是完全线性的,作为A类放大器, 对于更高的输入电压,输出电流必须随输入电压线性上升;输出电流必须具有可扩展的特性。

这也会产生一些失真,这可以通过应用反馈来减少。这就是为什么许多AB类由三个级组成。最后一个参数与复杂性有关,AB类放大器是最复杂的直流耦合放大器。一些简单的东西仍然是很受欢迎的!

 

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图 4     AB 类做输出级的要求

 

传统的差分对具有极限特征,而不是扩展特征,它不能用于AB类放大器中,必须通过电路设计技巧来将限制特性转换为扩展特性。最简单的解决方案是一个传统的CMOS 逆变放大器。

 

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图 5    AB 类级

 

一种简单的CMOS反相器是一种优秀的AB类放大器, 通常情况下它偏置在小电流 IQ下,然而通过电容性负载的电流可以很大,因为晶体管VGS可以高致电源电压;实际负载电流 iL是nMOST电流 iC2和 pMOST电流 iC1之间的差。

在这个电路中,使用了MOST的平方律特征,它确实有一个不断扩展的特征。该电路的主要缺点是其两个VGS在电源电压和地之间,因此静态电流取决于电源电压。此外电源电压上的所有尖峰(来自数字模块)都进入此放大器,因此它的PSRR 为0dB。

现在还需要其他电路解决方案。

 

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图 6    简单 CMOS  AB 类放大器

 

交叉耦合四元组 ( cross coupled quads)

 

通过交叉耦合输入器件得到一个更好的AB类放大器,这样就可以构造出一个具有扩展特征的互补差分对。

这个电路展示了两次,一次是没有交叉耦合来计算偏置,另一次是有交叉耦合。左边的电路包含两个源随器,实际上它们是结合电流镜的源随器,这就是为什么他们被称为超级源随器。nMOST 和 pMOST也是相同的,通过M1和M4的电流也将为IB,这也适用于通过M2/M5的电流。

所有节点都遵循输入电压。对于正输入电压V+,M1和M9的源极,以及M3的漏极,都具有明显相同的电压摆动V+,这也适用于其他超级源随器的电压V−。

交叉耦合两个内线,产生一个nMOST/pMOST 差分对,V−和V+在它们的源极,其展示出一个扩大的输出电流。这个级实际上有四个输出电流,即M1和M5的漏极电流增加,M2和M4的漏极电流减少,它们可以与趋向输出的电流镜组合起来。在本例中,仅使用了两个输出电流。

 

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图 7     交叉耦合四元组

 

这些交叉耦合四元组有许多电路变化,在下图右边的电路中,最初是使用双极工艺实现的,任一侧都省去了一个晶体管,所有的直流电流都由电流源IB设置,互补差分对再次由一个vin在其栅极的nMOST,和一个从右侧的源随器接收−vin 的 pMOST,来构成,并再次获得一个扩大的输出电流。

同样可以区分四个输出电流,它比第一个交叉耦合四元组更加不对称,因此这是首选的。

 

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图 8     其它的交叉耦合四元组

 

下图显示了交叉耦合四元组作为输入级的示例,毕竟这是一个对称的运算放大器,带有级联M15和M16来增加增益, 通常其最大输出电流被限制在B1Ib内, 压摆率是非常有限的。然而用交叉耦合四元组替换输入差分对,得到了一个扩大的电流。GBW,作为一个小信号参数,它是相同的,但压摆率大幅增加。输入交叉耦合四元组只使用了两个输出电流。

 

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图 9     AB 类放大器输入结构

 

所有四个输出电流的实现都使用了输入交叉耦合四元组,它在5uA 的低电流下被偏置,然而由于其扩展的特性,输出电流可以大得多。所有四个输出电流现在都用于差分输出。这也是一个交叉耦合的四元组在输入端,而不是传统的差分对在输入端,的对称的运放。由于输出是差分,所以需要进行共模反馈。

 

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图 10    AB 类全差分放大器

 

输出级使用同样的交叉耦合,这8个晶体管为M13-20。输入来自上一级,它可以是所述三点中的任何一个,另一个输入端连接到地。这四个输出电流中只使用了两个,它们被电流镜像到输出中。晶体管M22和M24相当大,能够释放和吸收大电流。静态电流的定义很明确,因为它直接传递到偏置电流源。图12显示完整的电路示意图。

 

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图 11    双推结构

 

由于交叉耦合四元组,输出级很容易识别,它的前面是一个双折叠的共源共栅。不使用gm均衡,高阻抗点用红色大点标记。这显然是一个两级放大器,点A 是输出级的一个输入端,点 B是另一个输入端;它不再与地相连。它由一个反相器(由晶体管 M25-M26组成)从 A 点导出,该反相器由两个晶体管 M27 和 M28 的 1/gm 加载, 因此它的增益大约是负一。 输出级现在有一个差分驱动。 输出级向输入级提供大约 15 pF 的负载(在点A), 该电容决定了GBW。

 

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图 12    双推结构放大器

 

自适应偏置 ( Adaptive Biasing )

 

交叉耦合四边形是产生扩展差分电流的有用原理, 然而它并不是唯一的, 也可以使用正反馈。 实际使用了自适应偏置。

自适应偏置放大器调整其偏置以便能够提供更大的输出电流, 下图的放大器是一个对称的放大器,它为单端的,现在它会是差分的。两次添加两个电流镜,即晶体管 M11/M12 和 M13/M14; 如果没有这些晶体管,最大输出电流将被限制为 BIP。为了提高这个最大电流,对于大的输入电压,必须增大偏置电流Ip。该偏置电流调整到输入信号水平,这就是为什么它通过晶体管M18和M19与另外两个电流镜并联。我们沿着这个路径到晶体管M19。

晶体管 M19 与 M20 形成电流镜(具有电流系数 A), 后一个晶体管采用电流 I1–I2 的差值, 该差值与输入级中的电流成正比。 这两个电流中较大的获胜, 如果 I1 大于 I2,则将 AI1 电流添加到 Ip,增加第一级的总偏置电流,并增加最大输出电流。但是,如果I2大于I1,那么它会被M17/M18镜像,也乘以A并添加到Ip中。

自适应电流反馈是一种整流器,如其后所述。

 

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图 13     自适应偏置放大器

 

对于较小的输入电压,第一级IB的偏压电流只有Ip,最大输出电流为Bip;对于较大的输入电压,由于端子1比端子2更正,电流I1大幅增加并反馈到输入偏置电流; 然而当端子2比端子1更正,电流I2 增加了类似的量,并且也被反馈到输入偏置电流。

总偏置电流在两个方向增加,增加的量取决于电流系数A。

 

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图 14     自适应偏置放大器,偏置电流

 

对于电流系数A等于0,不发生自适应偏置。对于较大的输入电压(归一化为nUT或nkT/q),输出电流(归一化为 Bip)受到限制 ,然而,对于增加的系数 A,输出电流随输入电压的扩展越来越明显, 现在获得了 AB 类行为。根据匹配情况,因素A不能增加到非常大的值,其一个经验极限大约为10。 但是如果使用共源共栅,所有电流源之间的匹配都会显著改善,因而可以尝试更高的系数A。

该放大器的一个缺点是,晶体管M11-14被添加到形成非主导极的节点上,因此它们将减慢放大器的速度。

 

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图 15    自适应偏置放大器,转移曲线

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