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基本模拟模块的噪声1

基本模拟模块的噪声1

 

现在我们知道了MOST 和双极晶体管的噪声模型了,我们想用它们来计算放大器、共源共栅的信噪比等。 此外我们还使用了理想的电流源来进行偏置和作为有源负载。所有的电流源都需要通过晶体管来实现,这也表现出噪声。

放大器的噪声

单晶体管放大器M1添加有源负载M2,得到下图中的电路,负载晶体管M2的等效输入噪声源明确表示在图上,它和来自偏置电压VB 的噪声相串联。通常情况下,这个偏置电压之后是一个大的到地的解耦电容,这样它的噪声可以忽略。

负载晶体管M2 的噪声放大 gm2 倍后到输出端,它必须除以 gm1才能和输入对照。因此,晶体管M2 的噪声乘以系数 gm2/gm1。为了使M2的噪声贡献可以忽略不计,我们必须设计具有大VGS−VT或小W/L 的负载晶体管,两者效果实际上是相同的。这两个晶体管现在携带相同的直流电流。跨导 gm2只有在 VGS−VT 较大时,例如0.5V,才能变得更小,输入晶体管VGS−VT 保持在0.2V。 这是一个重要的结论,它将会重复很多次, 电流源和电流镜器件必须设计为小尺寸 W/L,大的 VGS−VT!请注意,这里只考虑了白噪声源。

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图 1    有源负载放大器的噪声

 

对于1/f 噪声,可以重复同样的分析,然而所有的1/f 的噪声源的计算都包含晶体管的面积 WL,因此结果的表达式更麻烦。 此外,如果输入沟道长度为变量,等效输入噪声电压显示为最小值。它表示,输入晶体管沟道长度L1 必须比负载晶体管沟道长度L2 大约10倍,这不成问题,因为负载晶体管通常偏小,它通常是一个小的正方形器件。

缺点是由于小沟道长度L2 导致增益降低,因此需要共源共栅来缓解这一问题

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图 2    有源负载放大器的1/f噪声

 

在具有特性阻抗 (如音频的600Ω和射频电路中的50Ω) 的系统中使用的放大器,可用噪声系数( noise figure, NF) 来表征;噪声系数定义为总输入噪声与源极阻抗RS 的噪声之比,它实际上表示放大器向特征源极阻抗 RS 已经存在的噪声添加了多少噪声。

如果我们同时使用一个具有输入噪声电压和电流的放大器  (理解一个MOST 放大器没有输入噪声电流),那么我们可以很容易地确定噪声系数的表达式。

现在占主导的噪声源取决于源极电阻RS 的值;对于一个小的RS,放大器是由电压驱动的,在这种情况下,分子中的 RSdiieq可以忽略不计,噪声电压占主导地位。这一点也不奇怪,一个电压驱动的放大器的噪声性能是由等效的输入噪声电压控制的,噪声系数随着RS 增加而降低;对于一个大的RS,放大器是由电流驱动的,在这种情况下分子中的dv ieq可以忽略不计,噪声电流占主导地位,噪声系数随着RS 的增加而增加。因此与RS 相对应,总噪声必然有一个最低值。

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图 3    放大器的噪声系数

 

绘制NF 和NA/NS 比率与RS相比的时图如下图,此最小值清晰可见。对于小的RS,NF 减小,但当RS 大到一定值时,NF 再次增加,对于两个等效输入噪声源的比率,可以简单地获得中间的最小值,在这一最小值下运行双极放大器被称为电阻噪声匹配 ( Resistive Noise Matching )。注意,对于电压驱动,大的电流提供大的 gm和低的 NF;另一方面,对于电流驱动,大的电流会产生大的散粒噪声,因此会产生大的NF, 与前述的结果恰恰相反。

MOST 没有输入噪声电流,它的NF 是一条不断递减的直线。很明显,对于大的源阻抗,几乎不用双极晶体管,基极噪声电流会在这个大的源电阻中流动,并恶化噪声性能。大的源极电阻非常常见,例如光电二极管的预放大器,也有低频电容压力传感器等。

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图 4    电阻噪声匹配

 

源随器的噪声

现在我们知道了放大器在低噪声方面的表现,我们观察另外两个单晶体管级,它们是源随器和共源共栅。我们会发现源随器的噪声性能很差,而级联的性能很好。

在这种情况下,源随器,或这个案例的发射器跟随器,最多获得 1 的增益。 因此,当我们将其噪声与输入相关联时,下一个放大器的噪声不会衰减。当我们识别双极晶体管所有的噪声源时, 不要忽略直流偏置电流源IT 的输出噪声,之后我们就可以很容易地找到它们对噪声输出的贡献。将所有输出器件除以增益,可以得到总的等效输入噪声电压。

很明显,射极跟随器和放大器的输入噪声电压一起出现在输入端。 此外,射极跟随器的输入噪声电流流经大电阻 RS。 如果这个电阻不大,为什么我们需要一个射极跟随器?

最后,射极跟随器的电流不能太小,否则电流源的噪声电流起作用。可以得出结论,源极跟随器的噪声性能很差,它不应该用在低噪声放大器的输入端!

 

共源共栅的放大器噪声

共源共栅的噪声性能非常好,它根本不影响整个系统的噪声性能,如下图所示

事实上,我们喜欢使用共源共栅,因为它们在不增加电流消耗的情况下增加了很多增益。现在的问题是,对增益贡献很大的共源共栅晶体管M2是否也会引起噪声,答案是否定的! 对于两个晶体管,等效的输入噪声电压与栅极串联。 共源共栅晶体管M2的噪声电压将在其源极端处可见,但不能影响通过它的电流。实际上,M2作为其噪声源dv2的源随器,结果输出电流对共源共栅的噪声不敏感。

使用晶体管的小信号模型 (带gm和ro) 对增益的计算表明, 共源共栅的等效输入噪声电压必须除以输入晶体管增益的平方,这个增益非常低,就像在深亚微米的CMOS中一样,平方后会确保M2的噪声足够小因此被忽略。结果,双晶体管共源共栅的噪声与输入晶体管的噪声相同,此外共源共栅确实有助于提高增益!这就是为什么他被如此频繁使用的原因!

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图 5    共源共栅放大器的噪声

 

另一种观察噪声性能的方法是只关注共源共栅。电流源iS是输入电流源,最终来自另一个晶体管。电流源iN是共源共栅噪声电流。对于较大的负载电阻RL,我们发现共源共栅噪声电流iN是简单地乘以面向输出的RS。输入信号电流iS乘以一个更大的因子,即 gmrSDSRS,或大于iN 的gmRS 倍。

因此,该因子 gmRS 是输入电流比共源共栅噪声电流放大得更多的值,这就是共源共栅的噪声可以忽略不计的原因。然而,这个因素gmRS 取决于RS。如果共源共栅不是由输出电阻较大的真实电流源驱动的,则该降噪率会减小,如图 7 所示。

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图 6    共源共栅放大器输入参考噪声

 

下图显示了经过共源共栅的电压增益相对于负载电阻RL 的关系。对于高负载电阻,增益降低 gmRS 清晰可见。这意味着共源共栅不能由低电阻或电压源驱动,正如一些宽带放大器所建议的那样,噪声性能会非常恶化。

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图 7    共源共栅的噪声增益

 

一个折叠式共源共栅包含两个直流电流源,顶部带有晶体管M3的电流源在两个级分配直流电流,另一个则作为有源负载。顶部电流源的噪声与有源负载的噪声非常相似,晶体管M3 必须设计为大的VGS−VT 或小的 W/L。事实上,完整的表达式显示了与具有有源负载的单个晶体管放大器相同的 gm 比。

共源共栅的噪声可以完全忽略,如前所示所示,输入晶体管的增益降低了其噪声。只要晶体管M3 的噪声可以通过适当的尺寸或其他设计技术来降低,折叠式共源共栅是一种低噪声放大器。

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图 8    折叠式共源共栅的噪声

 

共源共栅有时与线性区域中的输入晶体管 M1 一起使用,以避免输入失真,在这种情况下,我们不再清楚级联晶体管的噪声是否仍然可以忽略不计。 为此我们必须引入一个参数来指示输入晶体管M1在线性区域中的工作深度,这是参数a1。对于a1=1,晶体管开始进入饱和状态,通常a1 约为0.5 或更少。

给出了描述线性区域中 MOST 的表达式,然后是其导通电阻 Ron1。 电压增益比以前小,实际上它只是共源共栅自身增益的一小部分! 总等效输入噪声电压是由导通电阻 Ron1 和共源共栅的热噪声引起的,后一种噪声源已不可忽视! 此外,由于分母中的 a1 因子,输入噪声电压甚至更大。

接下来给出了实际的小信号模型和计算结果。

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图 9    带有线性区工作的M1 级联放大器的噪声

 

下图显示了具有在线性区域中工作的输入晶体管M1的共源共栅小信号模型,注意在线性区域中,晶体管M1的小信号模型是电流源 gm1vin,并联有小的开启电阻 Ron1。输出噪声电流仅是由于

开启电阻 Ron1。 通过将该噪声电流除以gm12,可以作为输入噪声电压将其引入到输入端。

总等效输入噪声电压是晶体管M1 的输入噪声和共源共栅噪声的和。为了进行这个计算,我们需要找出输入晶体管 dv1 的输入噪声电压和共源共栅晶体管 dv2 的输入噪声电压的输出增益,它们都在低频下给出

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图 10   带有线性M1 共源共栅放大器的小信号模型

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