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多级运算放大器的低功耗设计

多级运算放大器的低功耗设计 ( Low Power Design)

对于真正的低功耗,必须找到其他的配置, 它们都会试图在复平面的左半部分产生额外的零,以消除一个非主导极点,而不需要花费太多的额外功耗。我们将讨论三种配置,后两者实现了可观的功耗节省, 超越单级配置所能达到的范围。

第一种配置接近之前所示的 NGCC ( Nested Gm-C Compensation, 嵌套了Miller补偿和额外的Gm模块),它还使用了两个前馈级,与NGCC 放大器的唯一区别是与第二个补偿电容串联的零电阻Rn2。这是一种众所周知的在左半平面上产生零的技术,至少当该电阻Rn2大于1/gm3(见第4章)。同样,前馈级用于抵消零, 然而这一次,跨导 gmf0 变大以生成左手零点。结果,复非主导极点被被一对复左手零点抵消。

对于三阶巴特沃斯结构,在相同负载电容和功耗下,这给出了比 NMC 结构大 6.8 倍的 GBW。

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图 1    嵌套的Gm和调零电阻 NMC- NGRNMC

 

下图显示了NGRNMC 放大器的电路实现。输入级是一个折叠的级联,电流镜被用作非反相放大器。 电流镜M27/M17用于准确设置gmf0的值。此外,电流镜M33/M34也用于设置gmf1

后一个前馈级也用于更好的大信号性能, 它极大地提高了输出级的压摆率。 输出级现在被偏置为 AB 类 ( Class AB)。 静态电流由晶体管 M34 精确设置。 但是,其最大输出电流要大得多。

现在,压摆率受到第一级进入补偿电容 Cm1 的直流电流的限制。

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图 2    NGRNMC 电路原理图

 

第二种低功耗嵌套米勒补偿技术在第二级周围使用电容Cm2 的正反馈,它的目的同样是引入一个左手零,以抵消其中一个非主导极点。单个前馈级用于将输出级转换为AB 类级。这样,压摆率将受到第一级直流电流的限制。

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图 3    正反馈补偿 – PFC

 

下图给出了开环增益的近似表达式。正如预期的那样,出现三个极两个零,GBW 与具有总米勒电容 Cm1 的任何三级放大器相同。 但是请注意,第一个非主导极点与第一个零点重合,他们现在互相抵消了。

为了保证稳定性,跨导gm3必须足够大或补偿电容Cm1足够大。Cm1 使用了相对较大的值,以避免过度的功耗。对于三阶巴特沃斯实现,这种PFC 配置提供的GBW大约是具有相同负载电容和功耗的NMC实现的6倍。

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图 4    PFC 方程

 

下图中显示了一个电路实现。同样在输入处使用一个折叠级联,电流镜被用作第二级。补偿电容很容易识别。输出晶体管的栅极连接到第一级的输出端,将输出级变成 AB类放大器,这极大地提高了压摆率,因为它现在受到输入级中进入补偿电容 Cm1 的总直流电流的限制。

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图 5    PFC原理图

 

下图中显示了另一个低功耗三级放大器。第二个补偿电容 Cm2 从分流输出级中取出,它用作电容Ca,由其自身具有跨导 gma的驱动器驱动。 该驱动器是面向放大器第二节点的交流升压放大器,因此得名。主要目的是不分流输出级,并产生一个左手零来补偿一个非主导极。这样,功耗预计小于一个具有相同 GBW 和CL的单级放大器。

一个重要的附加设计参数是 A2h。 它是当 Ca 在高频充当短路时附加放大器的增益。

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图 6     交流增强补偿 – ACBC

 

在下图中给出了开环增益 Av的表达式。现在我们有4个极点和3个零点。然而,第一个非主导极点ω1与第一个零重合,并被抵消。此外,下一个非主导极ω2随着增益 A2h而增加,增加增益会将这个非主导极点转移到更高的频率,允许更高的GBW。

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图 7     ACBC 方程

 

首先对于稳定性,我们以递增的方式排列三个非主导极点, 因此非主导性的极点ω3 是最高的一个,由于电容C2 是一个小的寄生节点电容因此这是可能的。此外电阻 Ra不能太大,它通过一个二极管连接的MOST来实现。在这种情况下,很明显第一个非主导极点ω1抵消了第一个零,其他的零可以忽略不计。

设计本身始于将第一个非主导极ω2定位在GBW的两倍,就像之前对于最平坦的三阶巴特沃斯特征一样, 结果是可观的功耗节省。 实际上,GBW 比具有相同负载电容和功耗的 NMC 放大器大 17 倍。

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图 8     ACBC 稳定性

 

下图显示了ACBC放大器的电路实现,与往常一样它以折叠的共源共栅开始,电流镜作为第二级,输出级通过连接晶体管 M30的栅极到第一级的输出成为AB类 ,这极大的增加了输出压摆率。

增益提升级由晶体管 Ma 和 Ma1 组成, 增益相当精确。 对于 2 MHz 的 GBW 和 500 pF 的 CL,在Ca 为 3 pF 时该增益 A2h 约为 9。 补偿电容 Cm 本身为 10 pF, 总电流消耗为 160 uA。 通过 M11 的电流为 18 uA,通过 M30 的电流约为 100 uA。 第二级每个支路中只有 5 uA。

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图 9     ACBC 原理图

 

这些瞬态测量结果显示,在输出端具有 AB 类级组合的前馈是多么重要。对于正方形输入波形,输出波形显示为连接到直流偏置点 (ACBC) 的 M30 的栅极,然后显示连接到第一级 (ACBCF) 输出的栅极,标记为前馈的 F。

在后一种情况下,压摆率要高得多,上升时间要短得多。

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图 10     ACBC  结果

 

低功耗三级放大器的最后一个例子是TCFC 放大器, 它代表具有电容反馈补偿的跨导 ( Transconductance with Capacitance Feedback Compensation, TCFC)。内部补偿电容不会短路第二级。它通过跨导gmt进行反馈。这是一个共源共栅或电流缓冲器,它具有低输入电阻 Rt=1/gmt和高输出电阻。

特征变量是比率 kt,由于它是pMOST 晶体管的两个跨导之比,因此可以非常准确地设置,典型值为 2–3。 同样,前馈模块与跨导 gmf 一起使用以抵消零并在输出级中提供 AB 类偏置。 该跨导 gmf 接近输出级的 gm3

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图 11    电容反馈补偿的跨导

 

在下图中给出了开环增益的表达式,同样,我们找到4个极和3个零,GBW 与任何三级放大器相同。 第二个非主导极点ω2与发生两次的第一个零重合,其中一个被抵消了。其他的零ω2将用于提高相位裕度。

右边的零 ω4 包含 GBW, 这个零通过因子 kt 以及比值 Cm2/C2 和 gm3/gm1,总是比 GBW 高很多,它们都非常高。 补偿电容 Cm2 总是选择大于寄生节点电容 C2。这个右手的零ω4可以忽略不计。接下来将讨论其稳定性条件。

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图 12     TCFC 方程

 

为了提高稳定性,我们需要让第三个非主导极点ω2大于第一个ω1,情况总是如此,因为kt 大于一。在后面的设计案例中,kt 的值取为2。

主稳定条件规定第二个非主导极点ω3 必须大于GBW。这很容易满足,因为比率Cm2/C2 和 gm3/gm1确实很大,因此,这个电路很容易稳定!最重要的非主导性极点是ω1。对于三阶巴特沃斯特征,这一极位于ωUG (或GBW) 的2倍。

正如在 图12上所讨论的,右半平面零 ω4比 GBW大得多因此可以忽略了,唯一剩下的零是复平面左半部分的零ω2。它只比非主导极稍小(实际上在这个设计中是(1+kt )/kt 或1.5倍)。因此,它非常适合改善相位裕度。 与传统 NMC 放大器相比,由此产生的 GBW 比率令人印象深刻。

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图 13   TCFC 稳定性

 

下图中显示了一个电路原理图。 像往常一样,它始于折叠的共源共栅,电流镜被用作第二级。输出晶体管M32由第一级的输出来驱动,输出级工作在 AB 类,因此,它并不限制压摆率,压摆率由第一级的直流电流和补偿电容Cm1 确定。共源共栅串联补偿电容Cm2 用晶体管M26实现, 其跨导率是晶体管M21的两倍, 后者是第二级的放大晶体管。 事实上电流镜M24/M25 确保了电流比为2,因子k t 也是2。

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图 14     TCFC 电路原理图

 

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