Menu Close

锁相环振荡器

振荡器 Oscillator

振荡器用于在数字系统中同步计算,在数据转换器中定时采样,在RF 系统中进行载波合成和本振等

不同的应用对准确性和稳定性有非常不同的要求(例如,数据转换器中的抖动,时序违规,BER等)

晶体振荡器用于苛刻的应用, 出色的稳定性和频率精度。 但有速度限制和成本问题

Occilate_01

图 1 晶体振荡器

 

反馈系统

通常,我们希望反馈系统(放大器)稳定(尽管很难保证稳定性)。 现在我们要确保以固定频率持续振荡(这也是困难的)

在某个频率 ω0 处180度的相移给出了正反馈。 每次信号“绕圈”, 如果 H(jω0)| > 1, 放大器输入 Vx 无限增长。

Barkhausen 稳定性准则是必要的,但并不足以形成振荡 ( 必要条件 )。

对于起振的标准不大好理解,没有已知的足够的起振标准。

Occilate_02

图 2  反馈系统电路结构

 

Occilate_04

Occilate_05

图 3  Barkhausen 稳定性准则

 

LC 振荡器 LC Oscillator:

电感 L 和电容器 C,产生主要用于RF(电感昂贵且不切实际)的谐振。 弛张振荡器通常依赖于电容器的充电和放电, 一些有源电路用于监控并基于一定的阈值切换充放电。

电感 L 不容易集成在芯片上,因此该部分不作为重点!

Occilate_06

 

环形振荡器 Loop Oscillator:

环形振荡器由在反馈中的增益级或延迟级形成

最基本的环形振荡器只是一个单端数字反相器链,其输出为最后一级反馈到第一级的输入。 该电路如图4所示。注意,提供DC反相,必须使用奇数级。 要了解为什么该电路会振荡,请假设第一个反相器的输出为“ 0”。 因此,第N个反相器的输出(其中N为奇数)也必须为

‘0’。 但是,此输出也是第一台反相器的输入,因此第一台反相器的输出必须切换到‘1’ 按照同样的逻辑,最后一个反相器的输出最终将切换为“ 1”,从而将第一台反相器恢复为“ 0”。 此过程将无限期重复,从而导致每个节点上的电压振荡。

为了确定该电路振荡的频率,假设通过每个电路的延迟反相器是td。 信号必须经过N个反相器,每个反相器的延迟为td,总时间为N•td,以便获得第一个p相移。 然后,该信号必须第二次通过每个阶段才能获得剩余的p相移,导致总周期为2N•tdt。 频率是周期的倒数,导致中所示的频率变为1 /(2 nτ),其中 n 是器件数,并且 τ 是每个器件引起的延迟(在该案例中为反相器的延迟 td)。

 

Occilate_07

图 4 环形振荡器电路结构

 

振荡器

在反馈中单个共源级不会形成振荡,因为它不满足 Barkhausen 准则。 共源级为反相(180°),具有一个极点(90°),合计相移270°

使用两个共源级可提供所需的相移,但在两个级任一导轨 ( Rail ) 上均稳定

Occilate_08

图 5 单共源级结构

 

Occilate_09

图 6 双共源级结构

 

振荡条件:

图7的双共源级结构仍然没有持续的振荡,因为当反相时增益远小于一

如图8的结构,只要每个级的增益足够(在这种情况下,A 0 ≥ 2),三个共源级就足以实现持续振荡

Occilate_10

图 7 双共源级结构

 

Occilate_11

图 8 三共源级结构

 

如果每一级的增益都大于所需的增益,A 0> 2,输出将饱和,并且线性分析变得困难

振荡频率变为1 /(2 nτ),其中 n 是器件数,并且 τ 是每个器件引起的延迟(在该案例中为反相器)

Occilate_12

图 9 输出饱和

Occilate_13

图 10 反相器构成的振荡环路

 

全差分振荡器

单端振荡器具有高功率效率,并且能够实现轨至轨输出。 但是,正如我们现在所知,在混合信号电路中,存在电源和衬底噪声,它们直接耦合到振荡器中,或调制其电源电压。 在输出信号的周期时间内引起不希望的波动。 全差分电路具有共模抑制比,PSRR (Common Mode Rejection Ratio) 和电源电压抑制比 PSRR (Power-Supply Rejection Ratio) 来解决这一问题

现在,每个级的跳变点是输入的交叉点,而不是V dd的分数。 理想情况下,耦合噪声只会影响共模。 但是,摆动不是轨至轨的。 除了抑制耦合噪声外,如果我们需要生成多个输出相位,全差分振荡器还允许级数均匀,这是一个显着的优势。

恒定偏置电流,在大多数情况下,电阻将由MOS晶体管来实现,因此需要偏置电路

Occilate_14

图 11 全差分振荡器电路结构

 

对称负载延迟单元 Symmetric load delay cell

实现全差分延迟单元的常用选择。

对称负载近似于压控电阻

Occilate_15

图 12 对称负载延迟单元

 

伪差分 Pseudo differential

伪差分器件在许多应用中很常见。 轨至轨摆动。 由 Vdd 定义的跳变点(CMRR 更差)

Occilate_16

图 13 伪差分

 

调谐输出频率 Tuning output frequency

到目前为止,振荡器具有“固定”的输出频率。 偏离理想输出频率是不希望的(受PVT条件调制,并受到外部和内部噪声源的干扰)。 VCO具有一个输入端子,可从外部控制频率。

Occilate_17

图 14 振荡器 压控振荡器

 

压控振荡器 VCO Voltage Control Oscillator

用于控制输出频率的不同方案。

调节驱动强度

调节负载

控制信号通常是电压(VCO)或电流(CCO)。 有时使用V / I 转换器将 CCO 与电压信号联接

 

压控振荡器的实现

环形振荡器可以通过多种方式实现。 由于振荡频率取决于每个反相器级引入的延迟,因此延迟应该由电压控制。 一种控制延迟的方法就是控制对每一级的电容负载充电或放电电流的大小;这种类型的电路称为电流不足 (饥渴型) Current Starved 的环形 VCO。

在这个VCO中,基本上控制电压(Vctrl)通过一个电流镜来调制下拉晶体管和上拉晶体管的导通电阻。 这些可变电阻控制用于对电容负载充电或放电流的大小。 大的Vctrl 允许大的电流流过,产生小的阻力导致小的延迟。

电流不足的环形 VCO 使用可变偏置电流来控制其振荡频率,如图15所示

 

Occilate_18

图 15 压控振荡器

 

环路压控振荡器:

实现延迟级和调谐电路的几种可能性

饥渴型反相器延迟

Starved inverter delay element

(本案例所用的 VCO 结构, CSVCO)

为了使该电路有用,振荡频率必须是可控的。如(17)所示,影响频率的参数是级数N和每级延迟t d。很难实现一个可以改变环中级数的电路。因此,要使这个振荡器电压控制,td必须是可变的。

控制延迟的一种方法是控制电流量可用于充电或放电各级的电容性负载。这种电路称为电流饥饿的逆变器,如图16和17所示。现在最大充电和放电电流为由当前值Iref的来源控制。如果Vcont增加,则Iref增加,这反过来又增加了通过M3的电流,因此减少了下一级负载电容放电的时间。

由于流经M4的电流反映了流经M6的电流,因此充电时间也减少了。因此,Vcont的增加会减小td,从而增加振荡频率

 

Occilate_20

图 16 饥渴型反相器结构

 

%title插图%num

图 17  饥渴型压控振荡器

 

需要考虑的几个规格:

调谐范围 Tuning range

线性度 Linearity(ωout 与 Vctl)

幅度 Amplitude

功耗 Power

共模抑制比 CMRR

电源抑制比 Power supply rejection ratio, PSRR

抖动(相位噪声)Jitter (phase noise)

 

Occilate_19

图 18 环路偏压振荡器

 

数学模型:

在真实的振荡器中不能直接观察到相位。 但是,通过观察输出的零交叉点,我们可以看到相位增加了π的时间。

相位变化速率ϕ就是频率ω。

相位是频率的整数。 相反,频率是相位的导数

Occilate_22

Occilate_21

图 19  数学模型

 

Posted in CMOS模拟集成电路

1 Comment

发表评论

相关链接