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单晶体管放大电路(一)

单晶体管放大电路(一)

所有模拟电路都是通过有限数量的基本模块构成的,而单晶体管放大电路是组成这些基本模块的主要部分。 因此,对这些模块的透彻理解对于深入了解更复杂的电路原理至关重要。这也就是我们为什么将单晶体管放大电路进行详细分析的原因。下面就模拟电路基本构建模块的概念,单晶体管放大器, 放大器增益及电容效应等决定模拟电路指标的几个部分进行详细介绍。

1.模拟电路基本模块的构成

在模拟电子产品中,运算放大器是最通用和最灵活多变的电路模块, 它由一对差分输入和一个输出组成。由于运算放大器其开环增益非常大,因此通常在反馈回路中使用。 运算放大器一般包含几个基本的构建模块,一个简单的结构如图 1所示, 第一级是电流镜(镜像电流源)作为负载的差分放大器,第二级是一个单晶体管放大器,其负载是直流电流源,它也是电流镜的一部分。 接下来对这些构成运算放大器的基本模块进行详细讨论。

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图 1 运算放大器

2,单个晶体管组成的电路

毕竟,从基本的运算放大器只能识别出几个基本电路模块。 一个单只晶体管可以用作放大器,源极跟随器电流缓冲器。 此外,可以将增益提升应用于共源共栅,这仅仅是与放大器相结合的共源共栅。 同时,场效应管也可以用作开关 ( 主要用在数字电路中 )。

使用单个晶体管,我们可以构造出共源放大器源极跟随器 (共漏放大器,也称为电压缓冲器) 以及共栅放大器 (也称为电流缓冲器)。如图2:

判断 晶体管 是共源极、共漏极还是共栅极的最简单方法是检查信号进入和离开的位置, 剩下的极就是所谓的“公共”; 在下图左侧的例子中,信号进入栅极,并离开漏极, 剩下的唯一极就是源极, 因此这是一个共源极电路或共源放大器。

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图 2    单个晶体管组成的三种基本电路

a.  共源放大器

通过跨导gm将输入电压转换为输出电流,

b.  源极跟随器

也称为共漏放大器或电压缓冲器,它由直流电流源IB提供偏置。 电压增益为1,这就是为什么将源极跟随器称为电压缓冲器的原因。

c. 共栅放大器

它同样也由直流电流源IB提供偏置。 小信号输入电流叠加在电流源的电流上,从漏极输出。 由于没有电流可以逸出,因此电流增益为1; 这就是为什么共栅放大器也称为电流缓冲器的原因。它之所以被称为缓冲器,因为其输入电阻很小。但由于其输出电阻很高, 因此,该结构可以将电流准确地从低阻抗转换到较高阻抗。 这对于电流输出传感器,例如光电二极管和恒电位传感器是必需的, 它们的内部阻抗可能是数百兆欧,我们需该类阻抗转换器来减小该阻抗值。

请注意,共栅放大器的输入阻抗与源极跟随器的输出阻抗相同。

 

Common terminal

图 3    单个双极晶体管组成的三种基本电路比较

 

将共栅放大器放置在单晶体管放大器之上是增加增益的最常见设计技术之一  ( 共源共栅 ), 每当需要更大增益时,就会使用这种结构。

 

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图 4    共栅放大器放置在单晶体管放大器之上以增加增益 ( 共源共栅 )

 

其他增益技术将包括增益增强 ( gain boosting ),自举 ( bootstrapping ) 以及电流消除 ( current cancellation )电流缺失方案 ( current starving )。

 

在模拟集成电路中,我们通常使用直流电流源作为负载,以增加增益。

 

3,单晶体管放大器

单晶体管放大器由电压源VIN提供偏置,在该电压源上叠加了小信号输入电压vin。 偏置将在后面讨论。 但是请务必注意,放大器通常是由直流电流源加载,这样,可以获得最大增益。 实际上,理想的电流源具有无限大的输出电阻, 因此,在下图所示的小信号等效电路中看不到它。 通过该等效电路可以很容易地找到电压增益Av, 它是gmrDS, 这两个参数都取决于电流,但是,最后结果是增益Av变得与电流无关。 它不仅取决于工艺参数VE,还取决于设计人员可以选择的两个参数:它们是VGS-VT和沟道长度L。

显然,对于大增益Av,我们必须选择VGS-VT 尽可能小而L尽可能大。

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图 5    单晶体管放大器等效电路

 

这些都是非常重要的结论。 大增益Av只能通过选择大的沟道长度L并通过使VGS-VT尽可能小来实现。 因此,最小沟道长度 ( 如对于 10nm工艺,最小沟道长度是10nm ), 从未在模拟放大器中使用。 通常,我们将L的值限制为最小值的至少4到5倍。

我们将VGS-VT的值取得尽可能小,典型值为0.15–0.2V。但我们不能再降低太多,否则晶体管将进入弱的反向区域, 这样,电流和跨导的绝对值变得很小,导致噪声变得相对太大。 噪声将在后续课程中进行详细说明。

小电流值不可避免地导致较大的噪声和较小的信噪比(Signal to Noise Ratio, SNR)。 对于低于40 dB的SNR值,可以使用弱反转。 传感器接口和生物医学前置放大器对此没问题; 通信放大器通常需要高于70 dB的SNR。 结果,我们必须选择停留在弱反转与强反转之间的区域。 因此,VGS-VT 的值介于0.15 V和0.2 V之间是一个很好的折衷方案。

但是,深亚微米CMOS器件提供的电压增益越来越小。 实际上,对于2.5 um这样相对较大的沟道长度(VE = 4 V / um),VEL 系数约为10 V,使用VGS-VT = 0.2 V时,增益为100。对于最小沟道长度为90 nm的工艺时,参数VE 变化不大,现在电压增益仅为 3.6! 实际上,它会稍大一些,但不多,即大约是6。由此,我们将不得不使用现有可能的设计技巧来增强增益。

如本节稍后所述,共源共栅,作为增益提升,提供了这样的可能。

 

4,双极和场效应晶体管单管放大器

如运算放大器中常见的那样,即使电压增益为100,也需要三级结构来获得106的电压增益。 作为对比,双极晶体管能在两级结构中提供相同的增益。 实际上,在双极晶体管中,输入电压包含在kT / q而不是(VGS-VT)/ 2中, 因此我们获得约4倍的系数! 增益较大的另一个原因是VE参数的值稍高。

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图 6    双极还是场效应晶体管放大器

 

5,放大器的增益,带宽和增益带宽积

在较高的频率下,电压增益将由于电容而下降。

电容可以在三个位置处发生。通常,负载电容占大头,因为它包括到下一级的所有互连电容和所施加的反馈电容(如在开关电容滤波器中)。

在此为了简化,下图仅考虑负载电容CL。低频增益Avo与以前一样。增益开始降低的极点频率称为带宽 ( Bandwidth, BW)-3dB频率,它仅由输出RC时间常数确定。低频增益和带宽的乘积称为增益带宽积 ( Gain-Bandwidth Product, GBW )。到目前为止,它是放大器最重要的品质因数。实际上,这也是放大器最重要的规格参数。稍后,我们将通过品质因数(Figure of Merits, FOM)来比较不同的放大器,其中引用了对于一定的负载电容,可以获得多少GBW,此外还有功耗; GBW本身很容易获得,它仅取决于晶体管的跨导和负载电容,而不取决于输出电阻。我们将看到该表达式对于所有可能的单级放大器都是有效的。因此,这是一个非常重要的表达式

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图 7    增益,带宽和增益带宽

 

为了更好地了解 BW和GBW 频率与低频增益之间的关系,提供了波德 (Bode ) 图如下图。 这样的伯德图由两个图组成,两者均以对数标度表示和频率相关。 最上面的是增益幅度的对数 ,用|Av |表示。 最下面的一个绘制了增益 Av的相位。 显然,GBW确实是Av0 和 BW的乘积。 在BW本身,相移为-45°。 但是,在较高频率下,相移会增加到 -90°。

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图 8    BW 和GBW 频率与低频增益之间的波德 (Bode ) 图

 

如果没有负载电容,但有大的输入电容CGS,则带宽由输入端来确定的。 对于许多传感器和生物医学前置放大器也是如此,其中源电阻可以很高(> 1 MΩ)。

在这种情况下,带宽仅由输入处的RC乘积给出。 另一方面,GBW并不像以前那么简单, 许多晶体管参数现在都在起着作用, 他们中的一些可以捆绑在高频参数fT中。

然而,对于高频性能,仅使fT变大是不够的, 而是必须对乘积fT rDS进行优化,这确实是一项技术挑战! 沟道长度似乎没有起作用; W 和VGS-VT 都必须做得很小。

 

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图 9    增益,带宽和增益带宽

 

最后,下图中显示了向该电路添加第三个也是最后一个可能的单个电容: 它是从输出到输入的反馈电容CF, 也称为米勒电容。 由于此电容是从输出端连接到输入端的,因此它与输入端的源电阻具有相同的时间常数,与电容CGS相同,但要乘以增益Avo。 实际上,输出的信号幅度是输入幅度的Avo倍。 从输入端看,电容 CF 似乎也大了Avo倍。 现在,GBW完全独立于任何晶体管参数, 这是所预期的! 实际上,有了反馈,增益就变得与放大器参数无关,而仅取决于外部反馈元件。

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图 10    增益,带宽和增益带宽

 

6,米勒电容和米勒效应

相同的结论可以更好地形象化在下面的图中。带宽由输入端的源电阻和电容 CGS 确定的时间常数决定,但要乘以增益 Avo

这种米勒效应仅适用于在输入端看到的阻抗, 对于输出端的阻抗则无效。

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图 11    米勒效应

 

实际上,米勒电容也会导致传输特性为零。

全面的小信号分析表明,在高频处,极点(BW)之后是零。 它是一个正零。 它出现在极坐标图的右侧,在较高频率下会引起 -180° 相移。

-180° 相移也会由第二个极点引起。 由此我们得出了精彩的结论:单个电容会引起与两个极相同的相移,通常每个电容只贡献一个单极 。这确实是一个例外情况。

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图 12    米勒电容反馈效应

 

7, 放大器的反馈

通常,本地串联反馈通过电阻RS施加到单个晶体管放大器。原则上,这种电阻的效应可以通过通用反馈理论 ( Common Feedback Theory ) 计算得出。这样,所谓的环路增益为(1 + gmRS)。它会影响所有其他电路规格参数,但是这是一个非常简单的情况,它使我们可以直接计算出所有这些影响。

跨导经由该环路增益降低。对于大的电阻,跨导降低到1 / RS。与gm相反,它独立于电流。

一个主要的影响是输出电阻急剧增加。实际上,它以相同的环路增益上升。记住此表达式的一种简单方法是将串联电阻RS 乘以本征晶体管增益本身gmRDS。 增加的输出电阻将用于增加增益!

输入电容通过反馈减小。电阻RS越大,输入电容越小。如果用直流电流源代替RS,则输入电容可以忽略不计。实际上,增益也可以忽略不计,这就是一个源跟随器 ( Source Follower),稍后有专门内容所述。

RS的主要问题是其噪声。这就是为什么在低噪声射频 (RF) 电路中使用电感代替的原因。

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图 13    本地串联电阻反馈的放大器

 

电感和电容不产生噪声,至少在其串联损耗电阻为零的时候。在无源器件中只有电阻才产生噪声!

插入一个电感会使跨导和输出电阻都频率相关。但是输入阻抗ZinL,在没有串联R或L的情况下是电容性的,现在变成纯电阻性的,值为gmLS / CGS 或 LSVT;事实上,输入电容 CGS是由电感调谐的。它的输入电阻可以很容易地设计为50 欧,以与输入的50 欧传输线(电缆、天线等)相匹配。这样就可以设计一个非常高频的低噪声放大器。

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图 14    本地电感反馈的放大器

 

实现这种串联反馈电阻的一种简单方法是在线性区域中使用n型场效应管。然而,只有当它的VDS2很小,在100 到200mV 之间时,这才有可能实现。这也是两个晶体管的VGS之间的差异。

要跟踪这两个晶体管的参数并不那么容易。实际上,场效应管M1在饱和状态下工作,涉及参数K’,而晶体管M2作为电阻工作,具有参数 KP。它们因参数n而不同,而该参数n总是不确定的。

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图 15    本地场效应管+电阻反馈的放大器

 

并行反馈也可以应用于单个晶体管,从而导致一个二极管连接的晶体管。

在双极晶体管中连接集电极和基极,给我们一个真正的基极发射极二极管。然而,场效应管在大多数情况下没有栅源二极管。然而,把漏极连接到栅极也给了我们类似的结构。事实上,电流电压特性是通过移动曲线,将在VDS=VGS−VT处的线性和饱和区域向右分离而得到的,因此,我们确实可以使用饱和时场效应管的电流-电压特性。然而,所得到的曲线是非常非线性的。它有点类似一个二极管的特征。我们用这样一个简单的电路将电流转换为电压。

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图 16    二极管连接的场效应管;并行反馈

 

8,  二极管连接的晶体管

如果我们向直流电流中添加一个小信号电流,那么我们可以找到小信号等效电路,如下图所示。小信号电阻rds 则是1/gm和晶体管输出电阻rDS的并联。由于后者总是明显大于1/gm,所以它可以简化为1/gm本身。因此,二极管连接的晶体管的小信号电阻总是1/gm,就像双极晶体管一样。

 

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图 17    二极管连接的场效应管;小信号

 

在高频情况下,这种从电压到电流的转换器的性能相当好。

事实上,加上CGS和CDS,这是场效应管中最重要的两个电容,产生带宽BW,该带宽相当高。BW 由1/gm和两个电容之和确定。然而,这些电容的大小尺寸非常相似,因此它们被认为是大小相同的。这样,带宽可以很好地近似为fT/2。因此,对于高带宽要求,我们必须设计一个具有高fT的晶体管,它需要一个大的VGS−VT和最小沟道长度L。

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图 18    高频下二极管连接的场效应管

 

Posted in CMOS模拟集成电路

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